Схемы трансиверов прямого преобразования. Ламповый трансивер прямого преобразования. Основные параметры передающего тракта

Ю.В. Демин, UR5MMJ

Приведеный ниже трансивер прямого преобразования выполнен по схеме с прямым преобразованием частоты и предназначен для проведения SSB и CW радиосвязи в диапазоне 1,8 МГц. Отличительной особенностью схемы является применение активных фильтров в УНЧ приемника и микрофонного усилителя, позволяющих улучшить избирательность и уменьшить ширину спектра излучаемого сигнала трансивера. Параметры трансивера Чувствительность приемного тракта не менее 2 мкВ

Полоса пропускания приемного тракта по уровню – 3 дб 2,5 кГц

Подавление нерабочей боковой полосы при приеме и передаче не менее 35 дБ

Подавление несущей не менее 40 дБ

Выходная мощность 10 Вт

Напряжения питания 12 В (стаб.)

Для устранения наводок 50 Гц источник питания собран в отдельном корпусе. В качестве ГПД (VT9) использована схема индуктивной трехточки (рис.1). Рабочая частота ГПД перестраивается конденсатором С5.2 от 7320 до 7720 кГц. С выхода истокового повторителя (VT10) гетеродинное напряжение поступает на формирователь уровней ТТЛ (VT11, DD1), после чего подается на цифровой фазовращатепь – делитель частоты на 4 (DD2). Мультиплексор DD3 коммутирует каналы фазовращателя 0 и 90° между собой при переходе с приема на передачу. Гетеродинные сигналы с выходов мультиплексора поступают на движки балансировочных потенциометров (R9, R10) смесителя.

УРЧ трансивера собран на полевом транзисторе VT1. Регулировка усиления РЧ осуществляется переменным резистором R1, изменяющим напряжение смещения на втором затворе транзистора. Входной контур УРЧ подстраивают конденсатором С5. i в пределах диапазона 160 м. Выходной контур низкодобротный, широкополосный. С него сигнал через катушку связи L3 подается на трансформатор смесителя. Диод VD3 предотвращает шунтирование контура L2, C12 транзистором VT1 при переходе в режим передачи.

В однополосном смесителе в качестве НЧ фазовращателя применена хорошо известная схема на Т-мостовых RLC-звеньях. С выхода однополосного смесителя сигнала через двухзвенный ФНЧ поступает но УНЧ.

В УНЧ после предварительного каскада усиления применен активный фильтр четвертого порядка (DA1), дополнительно повышающий избирательность приемного тракта. В режиме приема CW параллельно регулятору громкости подключается LC-контур. Выходная микросхема УНЧ DA2 работает в облегченном режиме на 100-омную нагрузку.

Микрофонный усилитель передающего тракта также содержит активный фильтр. Выход активного фильтра нагружен на истоковый повторитель (VT8). Функция диода VD11 аналогично функции VD3. Для режима CW в передающем тракте использован отдельный тональный генератор (VT5). При передаче звуковой сигнал с выхода микрофонного усилителя поступает через ФНЧ на однополосный формирователь. С выхода формирователя SSB сигнал подается на усилитель мощности трансивера. Усилитель мощности трансивера трехкаскадный. Оконечный каскад собран но транзисторе VT15 по схеме с заземленным коллектором. С него сигнал поступает на П-контур, а затем через конденсаторы С89,С90 и контакты К1.1 антенного реле -в антенну. Каскад на VT16 обеспечивает режим “самопрослушивания* при работе телеграфом.

Конструкция трансивера. Трансивер размещен на 6 платах (рис.2):

плата 1 – ГПД цифровой фазовращатель, коммутатор каналов 0 и 90″, источник питания ТТЛ микросхем; плата 2 – УРЧ;

плата 3 – однополосный смеситель и пассивный ФНЧ; плата 4 – УНЧ;

плата 5 – микрофонный усилитель и генератор 1 кГц; плата 6 – предварительные каскады усилителя мощности трансивера.

Платы 2 и 6 расположены в подвале шасси трансивера. Усилитель мощности помещен в отдельный экранированный кожух с перегородкой между предварительными и оконечным каскадами. Все соединения между платами, кроме проводов питания, выполнены экранированным проводом, а ВЧ цепи -коаксиальными кобелями.

Наиболее ответственными узлами трансивера являются ГПД и однополосный смеситель. Особое внимание следует уделить исполнению контура ГПД, поскольку от него зависит стабильность частоты трансивера. Уход частоты ГПД не должен превышать 100 Гц в час после 10-минутного прогрева трансивера. Катушка ГПД намотана на керамической трубочке диаметром 6 мм и длиной 15 мм. В качестве каркаса

катушки применен корпус конденсатора КБГ. Для этого у конденсатора следует отпаять щечки и удалить содержимое. Затем надфилем или наждаком разрезать кольца креплений. Они будут контактными точками для обмотки ИЗ. Для более плотной намотки катушки необходимо отвод подпаять предварительно. После этого с натяжением, виток к витку, намотать катушку, а ее концы запаять на контактные точки. Сверху катушки эпоксидным клеем надо наклеить текстолитовую или другую, например, от ПЧ контуров карманных приемников втулку с резьбой, в которую ввинтить стандартный ферритовый сердечник 600НН. Контур ГПД поместить в экран.

Конденсаторы С76-С78 запаивают непосредственно с обратной стороны платы 1 между плюсовым и общим выводами каждой из цифровых микросхем DD1-DD3. Конденсатор С72 расположен вблизи коллектора транзистора VT12. Такие меры позволяют полностью избежать излучения ВЧ по цепям питания микросхем. Наводки могут прослушиваться на слух при приеме в виде шумов или гула с определенной дискретизацией при перестройке ГПД.

Катушки L6, L9, L10 смесителя наматывают сложенным вдвое проводом, после чего соединяют начало одной с концом другой обмотки. Этот отвод является средней точкой катушек. Намоточные данные катушек трансивера приведены в табл.1. Типоразмер колец всех катушек, кроме катушек НЧ фазовращателя 19, L10 и катушек ФНЧ U1, L12, можно изменять в любую сторону. Варианты возможной замены используемых в трансивере деталей приведены в табл.2. В качестве антенного коммутатора применено реле РЭС-47, однако подойдет любое реле с малой емкостью контактов.

Описываемый трансивер прямого преобразования предназначен для работы телеграфом в диапазоне 28 - 28,2 МГц, а также для прослушивания сигналов радиолюбительских спутников в полосе частот 29,3 - 29,7 МГц, Чувствительность приемного тракта при отношении сигнал/шум 10 дБ - не хуже 0,8 мкВ. Динамический диапазон, измеренный двухсигнальным методом, - около 80 дБ. Полоса пропускания приемника по уровню 3 дБ составляет 0,6 кГц. Выходная мощность передатчика на нагрузке 75 Ом - 7 Вт, Уход частоты гетеродина через 20 мин после включения не превышает 200 Гц за час.

Принципиальная схема трансивера показана на рис. L На транзисторе V1 выполнен усилитель ВЧ. Смеситель собран на встречно-параллельно включенных диодах V2 - V5. Двухзвенный фильтр НЧ на элементах С6 - С8, L5, L6, а также фильтр L7C13 формируют полосу пропускания приемника.

Для упрощения конструкции приемника тракт сделан двухполосным, поскольку диапазон 10 м редко бывает «перенаселенным». Усилитель ЗЧ собран на транзисторах V6 - V11. Если необходимо прослушивать и SSB-сигналы, то следует предусмотреть отключение фильтра Ь7С13. Задающий генератор-гетеродин, работающий на половинной частоте сигнала, выполнен по схеме с истоковой связью на полевых транзисторах V15, V16 и логическом элементе D1, что позволило увеличить нагрузочную способность гетеродина и уменьшило влияние нагрузки на его частоту.

Напряжение, поступающее с гетеродина на смеситель, дифференцируется цепочкой, образованной резистором R4 и первичной обмоткой трансформатора Т1. Это обеспечивает нормальную работу смесителя. При переходе на передачу через контакты переключателя S2 питание подается на каскады формирования и усиления выходного сигнала, собранные на транзисторах V18 - V20. На транзисторе U18 выполнен удвоитель частоты. В эмиттерную цепь этого транзистора включают манипулятор. Форма фронта и спада телеграфных посылок определяется цепочкой R23C31, Промежуточный каскад усиления на транзисторе V19 работает в режиме класса В, а оконечный на транзисторе V20 - в режиме класса С.

Выходной П-контур L13C38C39 согласует выходное сопротивление передатчика с антенной. Для питания трансивера используется базовый стационарный блок питания, схема которого в данной статье не рассматривается, С него на трансивер подаются стабилизированное напряжение +12 В (рабочий ток 100 - 200 мА) и нестабилизированное +40 В (рабочий ток 0,5 А).

В трансивере применены резисторы МЛТ, СПЗ-4аМ (R4), СП-1 (R15), конденсаторы КМ, КД-1, КСО-1, К50-3, К50-6, переменные и подстроечные конденсаторы - с воздушным диэлектриком. Данные катушек трансивера указаны в табл. 1. Трансформатор Т1 можно выполнить на кольцевом (с наружным диаметром не более 20 мм) магнитопроводе из феррита с магнитной проницаемостью 300 - 600. Он должен содержать 3х12 витков провода ПЭЛШО диаметром 0,33 или 0,47 мм, Намотку ведут сразу тремя проводами.

Таблица 1. Данные катушек трансивера

Транзисторы КТ3102Е можно заменить на любые кремниевые структуры n-p-n, но V6 и V7 должны быть малошумящими; КП350А - на КПЗ50Б, КП350В или КП306А - КП306В, КП303Г - на КП303 или КП302 с любым буквенным индексом. Транзистор KT325B - на КТ325А, КТ325Б или любой из серии КТ315. Транзисторы V19, V20 - любые из серии КП902 и КП901 соответственно, Диоды КД514А можно заменить на КД516 или (с некоторым ухудшением параметров приемного тракта трансивера) на КД503Б, КД522.
Налаживание трансивера заключается в настройке всех колебательных контуров и выведении рабочих точек всех транзисторов, кроме V18 - V20, в режим линейного усиления.

Мельник С.
CW трансивер прямого преобразования. Радио 1984, № 2, С. 18.

Трансиверы прямого преобразования (ТПП) отличаются простотой конструкции при достаточно хороших параметрах и издавна привлекали внимание радиолюбителей. В немалой степени этому способствовали статьи и книги известного конструктора и популяризатора техники прямого преобразования В.Т. Полякова RA3AAE , особенно , ставшая настольной книгой и учебником для целых поколений радиолюбителей.

Ранее журнал Радио уже публиковал несколько удачных конструкций однодиапазонных ТПП с фазовым подавлением зеркальной боковой полосы , построенных по традиционной, ставшей уже классической, схемотехнике на основе LC низкочастотных фазовращателей (НЧФВ). Основными недостатками подобных решений можно отнести однодиапазонность, невысокое, по сегодняшним меркам, подавление зеркальной боковой полосы, трудоемкость намотки многовитковых катушек и настройки НЧФВ, подверженность магнитным наводкам, что представляло определенные трудности при повторении конструкции радиолюбителями, особенно начинающими. Особо хочется отметить ТПП на 160м , в котором ценой определенных компромиссов автору удалось убрать трудоемкие элементы и создать легко повторяемую конструкцию, что в немалой степени способствовало приобщению к радиолюбительской связи на КВ сотен начинающих радиолюбителей.

Благодаря появлению в широкой продаже новых быстродействующих цифровых микросхем и качественных малошумящих ОУ появилась возможность реализовать новый подход в построении однополосных ТПП, используя в качестве смесителя цифровые коммутаторы и применив в остальной схеме хорошо отработанную схемотехнику функциональных узлов на ОУ.

Предлагаемый Вашему вниманию вариант основной платы ТПП является логическим продолжением и реализацией этого подхода в построении однополосных ТПП, подробного описанного в . Автор ставил перед собой задачу сделать конструкцию на современной элементной базе, легко повторяемую в домашних условиях и не требующую каких либо сложных регулировочных и настроечных работ или парка измерительных приборов – достаточно обычного цифрового мультиметра, желательно с функцией измерения емкости. Для успешного повторения требуются только аккуратность и терпение. При применении исправных деталей требуемого номинала и отсутствии ошибок в монтаже основная плата ТПП запускается сразу, обеспечивая очень высокие параметры,как минимум не хуже заявленных.

Основные параметры приемного тракта

• Диапазоны рабочих частот, МГц — 1.8, 3.5, 7 и 14
• Полоса пропускания приемного тракта (по уровню — 6дБ), Гц — 400-2500
• Чувствительность приемного тракта со входа смесителя (полоса пропускания 2.1кГц, отношение С/Ш — 10дБ), мкВ, не хуже — 0,3*
• Максимальный общий коэффициент усиления – 250тысяч
• Напряжение собственных шумов на выходе УНЧ при максимальном Кус и подключенным на входе ТПП сопротивлением 50ом, не более, мВ — 25
• Допустимый диапазон входных сигналов в полосе пропускания, дБ, не менее — 100
• Динамический диапазон по перекрестной модуляции (ДД2) при 30% АМ и расстройке 50кГц, не менее, дБ
  • На диапазоне 160м – 116*
  • На диапазоне 80м – 110*
  • На диапазоне 40м – 106*
  • На диапазоне 20м – 106*
• Избирательность по соседнему каналу(при расстройке от частоты несущей на -5,5 кГц + 3,0кГц), не менее, дБ – 80
• Подавление зеркальной боковой полосы, не менее, дБ
  • На диапазоне 160м – 54*
  • На диапазоне 80м – 52*
  • На диапазоне 40м – 46*
  • На диапазоне 20м – 48*
• Коэффициент прямоугольности сквозной АЧХ
  • (по уровням -6, -40дБ) — 1,4
  • (по уровням -6, -60дБ) — 3,2
  • (по уровням -6, -80дБ) — 4
• Диапазон регулировки АРУ при изменении выходного напряжения на 12 дБ не менее, дБ — 72 (4000 раз)
• Диапазон РРУ, не менее, дБ — 84 (16 000 раз)
• Выходная мощность тракта НЧ на нагрузке 8 Ом, на менее, Вт 0,5
• Ток, потребляемый от внешнего стабилизированного источника питания 13.8В, не более, А — 0,3

Основные параметры передающего тракта

• Напряжение на выходе (на нагрузке 50 Ом) в режиме CW, не менее, Вэфф - 0,7
• Подавление несущей частоты сигнала, дБ - не хуже 50*

* указанная цифра ограничена возможностями аппаратуры, примененной для измерений и, реально, может быть выше.

1. Для получения большого динамического диапазона приемного тракта и эффективной работы АРУ оптимизировано покаскадное распределение коэффициентов усиление нерегулируемых каскадов и расширены допустимые уровни входных сигналов в полосе пропускания.
2. Для получения высокой избирательности применен принцип последовательной селекции, когда кроме основного активного полосового фильтра фактически в каждом усилительном каскаде ограничивается полоса пропускания на уровне 300-3000Гц соответствующим выбором номиналов межкаскадных разделительных конденсаторов и в цепях ООС.
3. Для подавления зеркальной боковой полосы используется метод, подробно описанный в и основанный на применении многозвенного НЧ фазовращателя в 4хфазной системе сигналов, позволяющий относительно простыми средствами, несмотря на повышенное количество элементов, получить хорошее подавление и высокую температурную и временную стабильность параметров. Для получения 4хфазной системы сигналов применяется цифровой фазовращатель, что существенно упрощает создание многодиапазонных конструкций.
4. За счет того, что во всех критичных (из-за больших конструктивных размеров и малых уровней сигнала) узлах (смеситель-детектор, предварительный УНЧ, низкочастотный фазовращатель – полифайзер) применено дифференциальное усиление сигналов, конструкция обладает хорошей помехоустойчивостью, в том числе к наводкам от электросети.
5. Для уменьшения общего числа деталей трансивера и,соответственно, размеров основной платы структурная схема ТПП выбрана такой, что наиболее сложные и громозкие узлы (восьмизвенный НЧ ФВ и основной ФСС) используются как на приме, так и на передачу сигналов.
6. Применяется электронная коммутация всех режимов работы трансивера.
7. Одноплатность конструкции, что позволяет исключить возможность ошибок при монтаже деталей и узлов, а также обеспечивает оптимальную, на взгляд автора, компоновку и хорошую общую и взаимную экранировку основных фунциональных узлов. Применение печатной платы с односторонним расположением печатных проводников (вторая сторона выполняет функции общего провода – экрана) позволяет изготовить качественную плату в домашних условиях по так называемой «лазерно-утюжной» технологии.

Возможная функциональная схема ТПП приведена на рис.1. Он состоит из пяти конструктивно законченных узлов. Узел А1 состоит из четырех диапазонного,переключаемого реле, ФНЧ, и широкополосного усилителя мощности, в качестве которых можно применять любые известные, многократно описанные в радиолюбительской литературе конструкции, например . Узел А3 содержит двухзвенный аттенюатор (первое звено имеет затухание -10 дБ, второе -20 дБ, что позволяет при соответствующей коммутации получить четыре значения затухания 0,-10 дБ,-20 дБ,-30 дБ и тем самым оптимально согласовать динамический диапазон приемного тракта ТПП с реальными уровнями входных антенных сигналов), полезный при работе на полноразмерную антенну, и четырехдиапазонный полосовой фильтр, в качестве которого можно применить любую из известных конструкций 50-омных трехконтурных ПДФ, также неоднократно описанных в радиолюбительской литературе. Узел А4 представляет собой гетеродин на основе одного, не переключаемого генератора на частоты 56-64 МГц, перестраиваемого механически при помощи КПЕ или с электронной перестройкой частоты многооборотным резистором, и управляемого делителя частоты с переменным коэффициентом деления 1,2,4,8. Необходимую стабильность при помощи ЦАПЧ и цифровой отсчет частоты обеспечивает узел А2, выполненный на основе готовой цифровой шкалы «Макеевская» , которую можно приобрести во многих регионах Украины и России и здесь не описывается, как вариант для самостоятельного изготовления можно рекомендовать хорошо зарекомендовавшую себя разработку А.Денисова .

Основную обработку сигнала в режимах приема и передачи — его преобразование, подавление зеркальной боковой полосы и фильтрацию выполняет узел А5 – основная плата ТПП.

В режиме приема сигнал с выхода ПДФ поступает на смеситель-детектор U3, качестве которого применена половина быстродействующего сдвоенного четырехканального коммутатора FST3253 со средним временем переключения 3-4nS. Вторая половина этого коммутатора используется в качестве смесителя-модулятора U2 при работе на передачу.

Применение в качестве смесителя четырехканального коммутатора FST3253 позволило упростить схему, поскольку часть функций фазовращателя выполняет внутренняя логика управления коммутатора, на адресные входы которой поступают сигналы управления со счетчика на 4 (узел U4) . Переключение рабочей боковой полосы происходит при подаче со схемы управления сигнала USB/ULB за счет изменения очередности поступающих импульсов управления со счетчика на коммутатор. При этом частота гетеродина должна быть в четыре раза выше рабочей частоты. В результате, на выходе смесителя образуется четырехфазная система сигналов, которые, после предварительной фильтрации однозвенными ФНЧ Z3…Z6 и предварительного усиления дифференциальными усилителями А3 и А4, через замкнутые контакты электронного переключателя SA3.2… SA3.5 поступают на НЧ фазовращатель U6. К выходу последнего подключены дифференциальные усилители А5,А6, компенсирующие затухание сигналов в фазовращателе. Далее сигналы полезной боковой полосы, получившие нулевой фазовый сдвиг, складываются на сумматоре A10, а зеркальной боковой полосы, получившие фазовый сдвиг 180о, вычитаются и подавляются. К выходу сумматора через замкнутые контакты электронного переключателя SA3.6 подключен основной активный полосовой фильтр, представляющий собой последовательно включенные нормирующий усилитель А8, ФСС Z7, состоящий из ФВЧ третьего и ФНЧ шестого порядков и буферный усилитель с дифференциальным выходом А7.

Отфильтрованный полезный сигнал через замкнутые контакты электронного переключателя SA3.1 поступает на УНЧ, состоящий из управляемого напряжением усилителя A6 и оконечного УНЧ A5, к выходу которого подключен громкоговоритель BA1, детектора АРУ U5 и регуляторов усиления и громкости. ТПП переходит в режим передачи либо при нажатии на педаль, либо при нажатии на ключ.

В первом случае в схеме управления U7 формируется сигнал +TX, который переключает контакты электронного переключателя SA3 в противоположное положение, отключает смеситель-детектор U3 и активизирует смеситель-модулятор U2. Включен микрофонный тракт. Для повышения энергетической эффективности передатчика на 8-9дБ (6-8 раз по мощности) применяется сжатие динамического диапазона речевого сигнала при помощи фазового ограничителя последовательного действия , состоящего из усилителя-ограничителя А12, однозвенного фазовращателя U9 и подчисточного ограничителя U8. Далее сформированный сигнал через замкнутые контакты электронного переключателя SA4 и SA3.6 поступает на основной активный полосовой фильтр, представляющий собой последовательно включенные нормирующий усилитель А8, ФСС Z7, состоящий из ФВЧ третьего и ФНЧ шестого порядков и буферный усилитель с дифференциальным выходом А7. Отфильтрованный от остатков гармоник полезный сигнал с прямого и инверсного выходов ФСС через замкнутые контакты электронного переключателя SA3.2… SA3.2 поступает на объединенные попарно входы НЧ фазовращателя U6, что необходимо для правильной фазировки получающихся на выходе последнего модулирующих квадратурных сигналов. Эти сигналы проходят через дифференциальные усилители А5,А6, компенсирующие затухание сигналов в фазовращателе, и подаются на квадратурный смеситель-модулятор U2, на выходе которого сигналы полезной боковой полосы, получившие нулевой фазовый сдвиг, а зеркальной боковой полосы, получившие фазовый сдвиг 180о, вычитаются и подавляются.

Во втором случае, при нажатии на ключ, в схеме управления U7 формируется кроме «+TX» еще два сигнала — «+MIC off», отключающий микрофонный тракт и подключающий генератор телеграфного сигнала G2 путем переключения контактов электронного переключателя SA4 , и сигнал «+KEY» , непосредственно управляющий ключеванием этого генератора. Тональный телеграфный сигнал через нормальнозамкнутые контакты электронного переключателя SA4 и SA3.6 поступает на основной активный полосовой фильтр и проходит тот же путь, что и микрофонный.

Принципиальная схема узла А5 - основного тракта ТПП приведена на рис. 2. Как видно, некоторые узлы нам уже известны и подробно описаны в , там же приведены некоторые особенности их работы и требования к деталям. Поэтому здесь их подробно описывать не будем.

В исходном положении, при не замкнутых на общий провод контактах Х13,Х15, тракт работает в режиме приема. Низкий уровень сигнала +TX поступает на вывод 1 DD2 и разрешает работу смесителя-детектора, при этом через инвертор DD1.1 74АС86 высокий уровень поступает на вывод 15 DD2 , запрещая работу смесителя-модулятора. При переходе в режим передачи сигнал +TX высокого уровня (примерно +8,0…8,5 В) поступает через делитель на резисторах R2R3, согласующий уровни напряжения, на вывод 1 DD2 и запрещает работу смесителя-детектора, при этом через инвертор DD1.1 низкий уровень поступает на вывод 15 DD2, разрешая работу смесителя-модулятора.

Итак, в режиме приема сигнал с выхода ПДФ через цепь C4R7 поступает на четырехфазный (квадратурный) смеситель DD2, выполненный на нижней половине четырехканального коммутатора FST3253(возможно применение СВТ3253 и других аналогов, выпускаемых разными производителями с немного видоизмененным названием). Для увеличения быстродействия коммутатор питается повышенным напряжением +6 В от стабилизатора VR1. Резистор R7 улучшает балансировку и выравнивает сопротивления открытых ключей (типовое примерно 4 Ома при технологическом разбросе ±10 %). На вход коммутатора через резистор R10 подано напряжение смещения с делителя R1R11, равное +3В, что обеспечивает работу смесителя на максимально линейном участке характеристики. Сигналы управления (гетеродинные) на коммутатор поступают с синхронного счетчика-делителя на 4, выполненного на D-триггерах микросхемы DD3 74АС74. Они имеют форму меандра с 90-градусным фазовым сдвигом. Окончательно их формирует внутренняя схема управления самого коммутатора так, что четыре ключа открываются поочередно. Для наглядности на рис. 2 напротив соответствующих выводов микросхемы DD1 указаны фазы выходного сигнала. Элементы DD1.2, DD1.3, включенные в цепях обратной связи синхронного счетчика, управляют очередностью поступления импульсов управления на коммутатор и предназначены для выбора рабочей боковой полосы. В исходном положении — это верхняя, а при замыкании контакта Х3 на общий провод выделяется нижняя.

К выходу каждого из четырех каналов квадратурного детектора подключены конденсаторы нагрузки (С21С28 , С22С29 и т.д.), ограничивающие полосу пропускания детектора на уровне примерно 3000Гц.

Как я уже отмечал в выше упомянутой статье, динамический диапазон смесителей, выполненных на основе современных быстродействующих коммутаторов (74НС405х, FST3253) ограничен не смесителем, а предварительным УНЧ сверху за счет прямого детектирования АМ помех в нем, а снизу его шумами. ДД2 может быть улучшен еще на 10…20 дБ установкой дополнительных ФНЧ после смесителя. Эта идея и реализована в ТПП установкой однозвенных ФНЧ (R30C34, R31C35 и т.д.) с частотой среза примерно 6кГц. В данном схемном решении применение на входе предварительного УНЧ резистивных фильтров не примело к сколько-нибудь заметному ухудшению чувствительности (по крайней мере мне не удалось это зафиксировать инструментально), но самым положительным образом сказалось на улучшении общей или, если угодно, реальной,избирательности.

С одной стороны, это обеспечивает хорошее подавление внеполосных помех, с другой - вносит заметный дополнительный фазовый сдвиг в полезный сигнал, поэтому соответствующие резисторы и конденсаторы во всех четырех каналах должны быть термостабильны и подобраны по емкости с точностью не хуже 0,2% (здесь и далее подразумевается точность подбора элементов четырех каналов между собой, абсолютное значение может иметь разброс до 5 %).

ОУ DA3, DA4 NE5532, включенные по схеме дифференциального измерительного усилителя , улучшают симметрию сигналов и подавляют синфазные помехи (продукты детектирования АМ, наводки с частотой сети и пр.) пропорционально Кус=19 раз. Такое предварительное усиление оптимально, на взгляд автора, для того, чтобы обеспечить высокую чувствительность и скомпенсировать потери в НЧ фазовращателе в режиме приема, не ухудшая при этом допустимый диапазон входных сигналов в полосе пропускания. Резисторы в цепях обратной связи R45,R46,R49-R52 необходимо подобрать с точностью не хуже 0,5%.

Так как НЧ ФВ используется при работе как на прием, так и на передачу, для переключения его входов применена электронные ключи DD4,DD5 HCF4066 (можно заменить на аналогичные из серии CD4000 или отечественные 1561КТ3). Выходы дифференциального предварительного усилителя через открытые в режиме приема электронные ключи переключателя DD4 (при этом сигнал управления +ТХ имеет низкий уровень и электронные ключи DD5 закрыты) подключены к четырехфазному восьмизвенному низкочастотному RC фазовращателю на элементах R69-R126 и C57-C109 . При переходе в режим передачи высокий уровень (примерно +8…8,5 В) сигнала +TX открывает электронные ключи переключателя DD5, подключая входы НЧ ФВ к противофазным выходам ФСС (выводы 7 DA5.1 и DA2.2). При этом транзистор VT1, инвертирующий сигнал управления +TX в низкий уровень (примерно +0…0,5 В), закрывает электронные ключи переключателя DD4 , отключая тем самым предварительные усилители от НЧ ФВ и, соответственно, от тракта передачи.

Такой НЧ ФВ, несмотря на повышенное число элементов, прост по конструкции. Благодаря взаимной компенсации фазовых и амплитудных дисбалансов отдельных цепочек в нем можно использовать элементы с допуском ±5% (разумеется, точность подбора четверок элементов должна быть не хуже 0,5%) при сохранении высокой точности фазового сдвига. Для облегчения подбора элементов был выбран вариант НЧ ФВ на одинаковых конденсаторах. Такой вариант по сравнению с примененным в имеет несколько большее затухание, что легко компенсируется увеличением усиления предварительного каскада. Само значение емкости может быть и другим – оптимальные значения лежат в диапазоне 10-33 нФ – при большей емкости возможна перегрузка предУНЧ, а при меньшей – цепи НЧ ФВ получаются высокоомные и увеличивается опасность помех и наводок. Варианты возможных значений резисторов в зависимости от выбранной емкости НЧ ФВ приведены в табл.1.

	R66-69	R75-78	R82-86	R91-94	R99-102	R108-111	R115-118	R123-126
10нФ	4,7к	6,8к	10к	13к	20к	27к	43к	56к
15нФ	3,3к	4,3к	6,2к	9,1к	13к	20к	30к	39к
22нФ	2,2к	3к	4,3к	6,2к	9,1к	13к	20к	27к
33нФ	1,5к	2к	3к	3,9к	6,2к	9,1к	13к	20к

Таблица 1.

С выхода НЧ ФВ сигналы поступают на ОУ DA7, DA8, тоже включенные по схеме дифференциального измерительного усилителя, что дополнительно улучшают симметрию сигналов и подавляют синфазные помехи (продукты детектирования АМ, наводки с частотой сети и пр.) пропорционально Кус=7 раз. Такое усиление достаточно, на взгляд автора, для того, чтобы скомпенсировать потери в НЧ ФВ в режиме передачи. Резисторы в цепях обратной связи R130-R135 также необходимо подобрать с точностью не хуже 0,5%. Так как в режиме передачи выходы этого дифференциального каскада подключаются к низкоомной нагрузке – модулятору (при приеме он отключен), то выходы ОУ DA7, DA8 умощнены парами комплементарных транзисторов VT8VT9, VT10VT11 и т.д. (подойдут любые исправные, например КТ315, 361 или КС547, 557) . Более оптимальным было бы применение качественных ОУ средней мощности, но в наших краях они недоступны и, как показал опыт,примененное решение работает качественно и надежно.

Далее четырехфазный сигнал поступает на входы классического сумматора на ОУ DA9.1, где благодаря полученным фазовым сдвигам сигналы нижней боковой полосы складываются и усиливаются, а верхней - вычитаются и подавляются. Сигнал с выхода сумматора через пассивный полосовой фильтр R160C127R161C128 поступает на первый ключ (выводы 1-2) электронного переключателя DD6 HCF4066(можно заменить на аналогичные из серии CD4000 или отечественные 1561КТ3), которым управляет второй ключ (выводы 8-9), включенный инвертором управляющего сигнала +ТХ. В режиме приема сигнал +ТХ имеет низкий уровень, поэтому первый ключ открыт и полезный сигнал беспрепятственно поступает на вход нормирующего усилителя DA6.2. У этого каскада главная задача – обеспечить оптимальные уровни сигнала как в приемном, так и передающем трактах ТПП. В режиме приема его Кус=R122/(R161+R160)= 1,3 выбран небольшим, что нужно для обеспечения максимального диапазона допустимых уровней сигнала в полосе пропускания. Конденсатор С105 ограничивает полосу пропускания этого каскада на уровне примерно 3 кГц. При переходе в режим передачи высокий уровень (примерно +8…8,5В) сигнала +TX закрывает первый ключ и открывает третий электронный ключ (выводы 3-4) переключателя DD6, тем самым отключая от нормирующего усилителя выход сумматора и подключая к нему параллельно соединенные выходы микрофонного и телеграфного тракта. Если активен микрофонный тракт (это определяется управляющими сигналами MICoff и +KEY , но об этом ниже, при описании соответствующих узлов), усиление нормирующего усилителя Кус= R122/R140, а для телеграфного тракта Кус= R122/R129. Это и позволяет при настройке установить подстроечными резисторами R129, R140 оптимальные уровни модулирующего сигнала раздельно для микрофонного и телеграфного трактов.

Далее, в режиме приема, сигнал поступает активный основной фильтр частоты сигнала (ФСС), выполненный на трех последовательно включенных звеньях 3-го порядка - одном ФВЧ с частотой среза 350 Гц на ОУ DA5.2 и двух ФНЧ с частотой среза 2900 Гц - на ОУ DA6.1 и DA5.1.

Для улучшения развязки и снижения помех по цепи питания каскады дифференциальных усилителей DA3, DA4, DA7, DA8 и остальной малосигнальной части тракта (сумматора, ФСС, МУО и пр.) питаются от отдельных интегральных стабилизаторов VR2,VR3. Делители напряжения питания R72R73, R86R119, R96R153 создает напряжение смещения для ОУ соответствующих узлов при однополярном питании.

Отфильтрованный сигнал с выхода ФСС поступает через разделительную цепь R53C48 (однозвенный ФВЧ с частотой среза примерно 300 Гц) на вход регулируемого усилительного каскад на ОУ DA2.1. Его усиление определяется отношением общего сопротивления параллельно включенных в цепи ООС резистора R29 и сопротивления канала полевого транзистора VT3 КП307Г (здесь подойдут любые транзисторы из серий КП302, КП303, КП307, имеющие напряжение отсечки не более 3,5 В при максимально большом начальном токе стока) к сопротивлению резистора R53. При изменении напряжения смещения на затворе VT3 от 0 до +4,5 В Кус изменяется от 40 до 0,002, т. е. от +32 до – 54 дБ, что обеспечивает эффективную автоматическую (АРУ) и ручную (РРУ) регулировку общего усиления приемника. На рис.3 приведен график зависимости напряжения на выходе УНЧ от напряжения на входе ДПФ авторского экземпляра ТПП, иллюстрирующий работу АРУ. Цепь R27R34С33 подает на затвор транзистора VT3 половину напряжения сигнала, что улучшает линейность регулировочной характеристики , в результате чего даже при входном сигнале 2 Вэфф (максимально возможный сигнал на выходе основного полосового фильтра) уровень нелинейных искажений не превышает 0,1%.

Параллельно выводам сток, истока транзистора VT3 подключен электронный ключ VT2 на транзисторе КП307Г (возможные замены такие же, как для VT3). При переходе в режим передачи сигнал +TX высокого уровня (примерно +8,0…8,5 В) поступает через делитель на резисторах R28R37, снижающий уровень напряжения на затворе VT2 до +4,3…4,5 В, что приводит к его полному открыванию. Малое сопротивление канала (примерно 50-80 Ом) открытого транзистора VT2 сильно шунтирует резистор R29 цепи ООС, что приводит к снижению Кус УНЧ примерно в 16-20 тыс. Небольшой остаточный коэффициент передачи УНЧ (Кус=0,1-0,15 раз) практически не мешает при работе микрофоном и позволяет получить негромкий, но отчетливый сигнал самоконтроля при работе телеграфом. Цепь D6R38C38 обеспечивает быстрое (доли мСек) открывание ключа VT2 при переходе на передачу и его медленное (примерно 50 мСек, определяется постоянной времени R38C38) закрывание при переходе на прием, что исключает появление громких щелчков в телефонах при коммутации режимов работы.

Сигнал с выхода ОУ DA2.1 поступает через однозвенный ФНЧ R23C16 на вход оконечного УНЧ DA1 LM386N с Кус=80 и далее, с выхода DA1 на выход платы к регулятору громкости и через цепочку R16R17С14 поступает на детектор АРУ, выполненный на диодах VD1-VD5 КД522 (можно применять любые кремниевые КД510, КД521, 1N4148 и т.п.)и имеющий две цепи управления - инерционную с конденсатором С26 и быстродействующую с конденсатором С19, позволяющую улучшить работу АРУ в условиях импульсных помех. Общая точка соединения элементов детектора АРУ подключена к делителю R19R20R36,0R2, создающему начальное напряжение смещения полевого транзистора. Подстроечным резистором R19 его устанавливают оптимальным для конкретного экземпляра транзистора и при необходимости корректируют общее усиление приемника. Резистором 0R2 (он вне узла А5) оперативно регулируют общее усиление при прослушивании эфира. Фактически эта регулировка эквивалентна изменению усиления по ВЧ или ПЧ в супергетеродинах.

Микрофонный усилитель с фазовым ограничителем последовательного типа (МУО) выполнен на ОУ DA10 NE5532, рассчитанный на применение электретного микрофона. Питание +9 В подается через цепочку R165, C133, R166. Резистор R165 определяет ток (в данном случае примерно 0,75 мА, что подходит для многих типов компьютерных гарнитур и при необходимости может быть скорректирован), и соответственно, режим работы микрофона. Конденсаторы С74, С129 служат для защиты от ВЧ помех. Сигнал с микрофона поступает на вход усилителя-ограничителя (выв.3 DA10.1) через пассивный ФВЧ C134,R163,R156 с частотой среза примерно 5,5 кГц, обеспечивающий подъем ВЧ составляющих спектра порядка 6дБ/октаву, что заметно улучшает качество и разборчивость сформированного сигнала. Применение такой пассивной корректирующей цепи приводит к ослаблению сигнала микрофона(примерно на 14 дБ на частоте 1 кГц), но с учетом того, что электретные микрофоны выдают ны выходе сигнал высокого уровня (в среднем -5-15 мВ и до 50-70 мВ амплитуды в режиме громкого»А»), позволяет существенно упростить схему без потери качества сигнала. Кус усилителя-ограничителя DA10.1 определяется соотношением резисторов R152, R162 и в данном случае равен примерно 1000, что с учетом ослабления корректирующей цепью в 5 раз (примерно на 14 дБ на частоте 1 кГц, для которой ведем расчет) дает общий Кус =200. Порог ограничения диодов D19,20 (можно применять любые кремниевые КД522, КД521,1N4148 и т.п.) примерно 600 мВ, следовательно начало ограничения для сигнала микрофона примерно 3 мВ. Если при испытаниях с конкретным микрофоном Вам покажется, что такое усиление чрезмерно, это можно легко скорректировать пропорциональным увеличением резистора R162. Я же после испытаний этого МУО пришел к выводу, что такое усиление оптимально, т.к. позволит работать со многими типами микрофонов без дополнительной подстройки. При желании можно ввести оперативную регулировку уровня клиппирования в диапазоне 0-30 дБ, для чего последовательно с R162 нужно поставить переменный резистор 1-2,2 кОм, желательно с логарифмической характеристикой, который можно вывести на переднюю панель.

Схема входных цепей МУО позволяет при необходимости легко производить довольно большую и гибкую коррекцию АЧХ и варьировать предыскажения, что может потребоваться при оптимизации качества формируемого звука в зависимости от характеристик конкретного микрофона и тембра голоса оператора. Например, при низком, глухом тембре голоса можно выбрать R162=6,8 Ом и C132=22 мкФ, что обеспечит примерно с частоты 1000 Гц дополнительный подъем звуковых частот. А если при этом поставить конденсатор С129=47 нФ, который совместно с R163=1 кОм образует ФНЧ с частотой среза примерно 3 кГц. Результирующая АЧХ входной цепи получит заметно выраженную резонансную форму с пиком на частотах примерно 2,5-2,7 кГц, что положительно скажется на разборчивости сигнала.
Ограниченный практически до прямоугольного сигнал поступает на однозвенный фазовращатель, выполненный на ОУ DA10.2. Собственная частота фазосдвигающей цепи R145,C115 выбрана примерно 400Гц — как показал эксперимент, это обеспечивает несколько лучшие результаты, чем рекомендуемые обычно 500-600Гц. при этом фазовым способом эффективно подавляются гармоники ограниченных сигналов в диапазоне частот от 500 до 1000 Гц, а выше 1000 Гц не менее эффективно подавляет гармоники основной ФСС. Для правильной работы фазовращателя резисторы R142, R144 должны иметь одинаковые значения (желательно не хуже +-1%), само значение не критично и может быть в диапазоне 3,3-100 кОм. При прохождении через фазовращатель ограниченного НЧ сигнала гармоники получают фазовый сдвиг около 70-100град. относительно основной частоты. Форма прямоугольного сигнала при этом сильно искажается и гармоники, ранее формировавшие крутые фронты, теперь образуют выбросы около вершин синусоидального напряжения основной частоты. Эти выбросы срезаются вторым ограничителем, выполненным на диодах D17,D18.. Здесь хочу обратить внимание коллег на очень важный момент, на котором и сам споткнулся на первых испытаниях – эффективность или,если угодно, качество работы такого МУО, состоящего из двух (иногда и более) последовательных ограничителей, очень сильно зависит от степени (жесткости) ограничения первого и сопряжения уровней ограничения первого и второго ограничителя. Причем, чем сильнее ограничиваем сигнал, тем больше проявляется эффект фазового подавления гармоник. Это хорошо подтверждается результатами экспериментов, приведенных на рис. 4 – при ограничении до 30-40 дБ уровень нелинейных искажений на частотах 500-900Гц практически один и тот же и не превышает 8,5%. Лучшие результаты получаются, если уровень второго ограничителя равен 0,5-0,7 уровня первого, поэтому я применил во втором диоды КД514. Вполне допустима замена на КД522, 1N4148– измерения показали, что нелинейные искажения немного поднялись – примерно до 11-12%, но сигнал звучит вполне прилично.

Электронный ключи на транзисторе VT16 КП307Г (возможные замены такие же, как для VT2, VT3), шунтирующий цепь ООС ОУ DA10.2 и четвертый элемент (выводы 10-11) коммутатора DD6, замыкающий на общий провод выход МУО, служат для отключения микрофонного тракта в режимах работы на прием или телеграфом, для чего применяется сигнал управления высокого уровня (напряжение примерно +8,0…8,5 В) +MICoff . Такое двухступенчатое, или двухключевое, управление обеспечивает надежное отключение микрофона и полностью исключает появление помех от него в режимах приема и работы телеграфом.

Генератор телеграфного сигнала выполнен на ОУ DA9.2 по схеме с мостом Вина R98R107C87C95 в цепи положительной ОС. Частота генерации определяется по формуле f=0,159/R98C87, в данном случае примерно равна 1000 Гц и при необходимости может быть изменена. При указанном значении частоты основной ФСС эффективно подавляет гармоники, в результате на выходе ТПП получается кристально чистый тональный сигнал. Жесткая стабилизация амплитуды генерируемых колебаний осуществляется с помощью встречно-параллельно включенных диодов D14,D15 (можно применять любые кремниевые КД522, КД521, 1N4148 и т.п.) на уровне примерно 0,25 Вэфф. Далее сигнал генератора через однозвенный ФНЧ, понижающий уровень гармоник, поступает на электронный ключ VT7 КП307Г (возможные замены такие же, как для VT2, VT3), который непосредственно осуществляет манипуляцию телеграфного сигнала при поступлении в цепь затвора управляющего сигнала высокого уровня (примерно +8,0…8,8В) +KEY. Этот сигнал поступает через делитель на резисторах R114R121, снижающий уровень напряжения до +4,3…4,5В на затворе VT7. Цепь D16R120R128C110 предназначена для формирования из прямоугольного сигнала +KEY трапецеидального сигнала управления в цепи затвора с длительностью фронта примерно 15 мСек и спада примерно 20 мСек. Такие значения оптимальны, на взгляд автора, для средних скоростей передачи 90-120 знаков в минуту. Если Вы любите работать с большей скоростью, емкость С110 целесообразно выбрать равной 47 нФ. При этом длительность фронта и спада сформированной телеграфной посылки составят примерно 7 и 10 мСек, что соответствует традиционно рекомендуемым значениям в отечественной литературе. Благодаря квадратичной ВАХ полевого транзистора форма огибающей сформированных импульсов становится близкой к оптимальной, колоколобразной, что обеспечивает узкий спектр излучения телеграфной передачи, разумеется при условии, что каскады УМ имеют достаточно линейную амплитудную характеристику. В неактивном режиме (управляющие сигналы +MICoff или +ТХ низкого уровня) работа задающего генератора блокируется током, протекающим через цепочку D8D9R61 D15. Малое дифференциальное сопротивление диода D15, открытого протекающим током, шунтирует резистор R106 цепи ООС, что исключает возможность генерации. Постоянное напряжение с выхода генератора (выв.1 DA9.2)примерно +5 В поступает на исток VT7, а на затворе у него Низкий уровень сигнала +KEY поэтому он закрыт. Такое двухступенчатое управление обеспечивает надежное отключение телеграфного генератора и полностью исключает появление помех от него в режимах приема и работы микрофоном.

Перевод трансивера в режим передачи микрофоном или телеграфом производится специальной схемой управления, выполненной на четырех двухвходовых триггерах Шмидта микросхемы DD7 HCF4093 (можно применить К1561ТЛ1), формирующей необходимые сигналы управления. В исходном состоянии, режим прием — пока не нажаты ключ или педаль, на выводах 3,10 DD7 (сигналы +KEY. +TX) низкое напряжение (примерно +0,3…0,8В), а на выводе 11 DD7 (сигнал +MICoff) высокое напряжение (примерно +8,0…8,8В).

При нажатии на педаль или каким-либо другим способом замыкании вывода Х15 основной платы на общий провод на выводе 10,12 DD7 одновременно формируются высокий уровень сигнала управления +ТХ,переключающий трансивер в режим передачи, и низкий уровень сигнала управления +MICoff, разрешающий работу микрофонного тракта и блокирующий телеграфный генератор. Если при нажатой педали будет нажат ключ (вывод Х13 основной платы замкнут на общий провод), высокий уровень сигнала управления +ТХ,переключающий трансивер в режим передачи, сохранится, а на выводе 11 DD7 (сигнал +MICoff) появится высокий уровень напряжение, разрешающий работу телеграфного генератора и блокирующий микрофонный тракт. Одновременно на выводе 3 DD7 формируются высокий уровень сигнала управления +KEY, формирующий телеграфную посылку.

Если работать ключом, не нажимая педаль, появляется возможность прослушивать эфир в паузах между телеграфными посылками (так называемый режим «полного полудуплекса» — QSK). При первом нажатии на ключ напряжение высокого уровня на выводе 3 DD7, формирующее высокий уровень сигнала управления +KEY, быстро (доли мСек) заряжает через резистор R48 конденсатор С46. Высокий уровень напряжения на этом конденсаторе приводит к появлению на выводе 4 DD7 напряжения низкого уровня, которое инициирует формирование логическими элементами DD7.3, DD7.4 высокого уровня сигнала управления +ТХ и +MICoff. Время удержания трансивера в режиме передачи после отпускания ключа примерно 0,1 сек и определяется постоянной времени цепи R44C46. Если цепи коммутации внешних устройств (например лампового Ума с релейной коммутацией) не выдерживают такой «скорострельности», время удержания можно увеличить, пропорционально увеличивая значение резистора R44, например, если выбрать 1Мом, то время удержания составит примерно 1 сек.

На транзисторах VT4,VT5,VT6 выполнен ключевой усилитель-формирователь сигналов управления +13,8RX и +13,8TX для переключения внешних узлов (ПДФ, УМ, ФНЧ, аттенюатора и пр.). Мощность транзисторов VT5,VT6 определяет допустимую нагрузку. При указанных КТ814 (возможна замена на КТ816 с В>50) допустима нагрузка до 0,5А. Если ток нагрузки не превышает 0,25А, то с успехом можно поставить КТ208, КТ209, КТ502 с любым буквенным индексом.

Требования к деталям, возможным заменам и их подбору, если это необходимо, изложены в тексте по ходу описания соответствующих узлов как рассматриваемого здесь основного тракта трансивера, так и в тексте описания приемника , с которым настоятельно рекомендуем ознакомиться..

Большинство деталей ТПП расположены на печатной плате (рис.5) из двустороннего фольгированного стеклотекстолита. Верхняя сторона служит общим проводом и экраном. Отверстия вокруг выводов деталей, не соединенных с общим проводом, следует раззенковать сверлом диаметром 2,5-3,5мм. Выводы деталей, соединенных с общим проводом, отмечены крестиком. Общий провод силовой части УНЧ (выв.4 DA1) соединяется с верхней стороной общего провода только в одной точке – контакты Х10,Х22, которые пропаиваются с двух сторон. Сюда же подводится общий провод от блока питания. В виду высокой плотности расположения деталей, монтаж рекомендуется делать в следующей последовательности: сначала на плате устанавливаются все проволочные перемычки, выполненные из тонкого монтажного изолированного провода; затем монтируются пассивные и активные элементы, имеющие выводы, припаиваемые к общему проводу и только потом остальные компоненты.

Перед подачей на плату напряжения питания, еще раз внимательно проверьте монтаж. Если все сделано без ошибок и из исправных деталей, основная плата запускается сразу. После подачи напряжения питания ток потребления в режиме приема (без сигнала ГПД, ключ и педаль в разомкнутом положении) должен быть близок к 100 мА, из динамика должен быть слышен негромкий и равномерный шум. Полезно проверить режимы работы каскадов по постоянному току – на выходе всех ОУ должно быть напряжение близкое к +4,5 В, на выводах логических элементов и ключей должны быть уровни управляющих напряжений, соответствующие описанию логики работы этих узлов.

Первый этап в налаживании- установка порога АРУ приемного тракта. Для этого движок резистора 0R1 Громкость устанавливают в верхнее по схеме положение,а движки резистора 0R2 Усиление и подстроечного резистора R19 (см. рис. 2) устанавливают в левое по схеме положение. На вход приемника подключите резистор 50 ом. Подключите ГПД. К выходу (выводы Х9, Х10) приемника подключают динамик или телефоны, при желании можно подключить осциллограф или авометр в режиме измерения переменного напряжения. Перемещением движка подстроечного резистора R19 найдите положение, при котором шум начнет уменьшаться, и от этого положения переместите движок немного в обратном направлении. Это и будет оптимальная настройка порога АРУ.

Настройку передающего тракта можно сделать в два этапа. Сначала, подключив осциллограф или мультиметр в режиме измерения переменного напряжения к минусовому выводу одного из электролитов (С117,С120,С126 или С131), замыкаем контакты ключа и переводим ТПП в режим передачи телеграфного сигнала. Подстроечным резистором R129 выставляем уровень модулирующего сигнала примерно 1,7 Вэфф (амплитуда 2,3В), При этом в динамике должен быть отчетливо должен прослушиваться сигнал самоконтроля. Подключаем микрофон и нажимаем педаль. В режиме громкого «А» вращением подстроечного резистора R140 устанавливаем уровень модулирующего сигнала около 1,1 Вэфф (амплитуда примерно 2,2 В). Предварительная настройка передающего тракта закончена.

На рис. 6 приведена схема распределения коэффициентов передачи, диаграмма покаскадных уровней сигналов приемного и передающего трактов, которая поможет лучше понять принцип работы ТПП и при необходимости тщательнее его настроить.

Литература

1. Поляков В. Приемник прямого преобразования на 28Мгц. - Радио, 1973, №7, с.20.
2. Поляков В. SSB приемник прямого преобразования. - Радио, 1974, №10, с.20.
3. Поляков В.Т. Однополосный модулятор-демодулятор. - Радиотехника, т.29, 1974, №10.
4. Поляков В. Смеситель приемника прямого преобразования. - Радио, 1976, №12, с.18.
5. Поляков В. Приемник прямого преобразования. - Радио, 1977, №11, с.24.
6. Поляков В.Фазовые ограничители речевых сигналов. - Радио, 1980, №3, с.22
7. Поляков В., Степанов Б. Смеситель гетеродинного приемника. - Радио, 1983, №4, с.19-20
8. Поляков В. Приемники прямого преобразования. ― М.: ДОСААФ, 1981
9. Поляков В. Трансиверы прямого преобразования. ― М.: ДОСААФ, 1984
10. Поляков В. Радиолюбителям о технике прямого преобразования. ― М.: Патриот, 1990.
11. Пьяных Ю. Трансивер прямого преобразования. - Радио, 1979, №7, с.14
12. Лутс Э. Трансивер прямого преобразования на 28Мгц. - Радио, 1988, №1, с.16
13. Поляков В. Трансивер прямого преобразования на 160м. - Радио, 1982, №10, с.49-50, №11,с.50-53
14. Беленецкий С. Однополосный гетеродинный приемник с большим динамическим диапазоном . - Радио, 2005г. №10, с.61-64, №11, с.68-71.
15. Абрамов В. (UX5PS), Тележников C. (RV3YF). Коротковолновый трансивер “Дружба-М”. - http://www.cqham.ru/druzba-m.htm .
16. Денисов А. Цифровая шкала-частотомер с ЖК индикатором и автоподстройкой частоты. - http://ra3rbe.qrz.ru/scalafc.htm .
17. Титце У., Шенк К. Полупроводниковая схемотехника. ― М.: Мир, 1982.
18. Хоровиц П., Хилл У. Искусство схемотехники, т. 1. ― М.: Мир, 1983.

Что изменилось в трансивере после опубликовании его в Журнале «РАДИО» № 9,11 2006г.

Изменений немного. Если есть возможность, вместо пар конденсаторов (керамики С21+ пленочных С28) лучше поставить импортные МКТ,МКР величиной 0,1мкФ в каждый канал, естественно подобранные с точностью не хуже 0,2%(как показал эксперимент точность этой четверки напрямую определяет качество подавления боковой, т.к если их убрать (уменьшить до 3,3-4,7нФ), подавление на НЧ диапазонах возрастает до 60-63дБ!!!, но они к сожалению нужны, иначе падает устойчивость к АМ помехам), что позволило немного улучшить подавление зеркальной боковой на 7Мгц и 14Мгц. Также немного оптимизированы цепи АРУ (это уже отражено в схеме ТПП (рис.2) версии 11.0), теперь нет ни каких хлопков при резких и громких сигналах, работает мягко и незаметно, и при этом хорошо, практически полностью давит импульсные помехи. изменения печатной платы минимальные, если плата (Для чертежа печатки, выложенном на стр.23 и 78 форума по современному ТПП) уже готова — замкнуть перемычкой R167 и пренести подключение верхней ножки конденсатора С19, подкорректировав дорожки резаком. Я поступил проще — жалко было резать дорожки — припаял указанный кондер со стороны печатных проводников. Если плата еще не готовилась, то при изготовлении лучше воспользоваться уже исправленным чертежом (это уже отражено в чертеже печатной платы рис.5 версии 8.0). В этом варианте я также немного изменил разводку земли в районе LM386. Поэтому «земляной» вывод С16 надо пропаять с 2х сторон.

,

Идея лампового трансивера была позаимствована из зарубежного журнала. В журнале английского QRP клуба SPRAT № 67 была опубликована схема лампового приемника прямого преобразования. Собрав и убедившись в отличной работоспособности, я переделал этот приемник в трансивер. Он настолько несложен в настройке, что собрать его может даже начинающий радиолюбитель из «барахла», которое обычно всегда есть под рукой.

Работа лампового трансивера прямого преобразования

Усилитель высокой частоты собран на лампе Л1. С него через контур L4 L5 C9 сигнал подается на смеситель, выполненный на лампе Л4. С этого смесителя сигнал низкой частоты через фильтр C18 R11 C19 поступает на УНЧ, выполненный на Л7. Усиление ВЧ и НЧ можно регулировать с помощью потенциометров R5 и R16.

Гетеродин трансивера

Гетеродинсобран по схеме индуктивной трехточки на лампе Л2. Контур L3 C3 C2 настроен на частоту вдвое ниже рабочей, вторая гармоника выделяется на контуре L6 C7.

Драйвер трансивера

Драйвер на лампе Л5 усиливает сигнал гетеродина до величины, необходимой для раскачки выходного каскада на лампе Л6 до 10 ватт.

Трансивер работает полу дуплексом, т.е. для перехода в режим передачи достаточно только нажать на ключ. При этом катоды ламп Л5 и Л6 заземляются по постоянному току через геркон Г1, который также заземлит антенну приемника.

Настройка трансивера

Правильно собранный из исправных деталей трансивер наладки не требует. Необходимо лишь установить частоты контуров с помощью ГИРа или каким-либо другим способом. При возбуждении УВЧ подбирают резистор R4. При недостаточном усилении УНЧ параллельно R19 подключают электролитический конденсатор емкостью 5 — 10 мкф. Если вы будете работать на нескольких диапазонах, то конденсатор С* подбирают так,чтобы не было заметной разницы в чувствительности при переходе с одного диапазона на другой.

В этом трансивере не используется специальной цепи смещения частоты при RX/TX. Такое смещение происходит автоматически из-за разности емкостей включенной и отключенной лампы Л5. В моем варианте смещение RX/TX было 200 — 300 Гц на 160 и 80 метров и почти 1000 Гц и более на 28 МГц.

Детали трансивера

В качестве лампы Л1 можно использовать 6Ж2П, 6Ж38П, 6Ж9П, 6Ж8. Лучшая лампа для гетеродина — 6Ж2П. Но с худшими результатами работают и 6Ж1П, 6Ж38, 6Ж9П, 6Ж7, 6Ж8. Вместо Л3 можно использовать любой другой ламповый или полупроводниковый стабилитрон на напряжение 100 — 150 В. Лучшая лампа для смесителя Л4 — 6Н2П, но можно применить и 6Н1П, 6Н14П, 6Н15П. В качестве лампы Л6 можно использовать 6П9. Можно использовать и мощные тетроды без антидинатронной сетки, переключая антенну в режиме RX/TX с помощью реле. В усилителе низкой частоты (Л7) будет хорошо работать 6Н1П.

1 — Катушки выполнены на резисторах МЛТ-2 сопротивлением выше 100 кОм, намотка по всей длине;
2 — Катушки выполнены на резисторах ВС-2 сопротивлением выше 100 кОм;
* — Вверху — количество витков, внизу — длина намотки в мм;
L1 намотана поверх L2, L4 — поверх L5;
L1 и L4 составляют около 30 % витков от соответственно L2 и L5;
Используемый геркон был длиной 30 мм и диаметром 3,5 мм. На нем было намотано 300 витков провода ПЭЛ-0,1.

Если ваша антенна не постоянна, то постоянные конденсаторы С31 и С32 необходимо заменить переменными. Габариты трансивера в этом случае возрастут. Все блокировочные конденсаторы были типа СГМ. Контурные и переходные конденсаторы типа КТ. Конденсаторы С28, С29, С30 типа МБМ.

Конструкция трансивера

Трансивер был собран на шасси, изготовленном из двухстороннего стеклотекстолита размерами 200 х 240 х 40 мм. Пространственное положение деталей совпадало с их положением на схеме. Съемные катушки индуктивности, выполненные на цоколях от радиоламп октальной серии, позволяли довольно таки оперативно менять диапазон. Монтаж радиоэлементов был выполнен навесным способом.

При замене С31, С32 переменными конденсаторами, установке измерительного прибора в цепь анода лампы Л6, размеры трансивера увеличатся, но работать станет удобнее.

Предупреждения при работе с трансивером

При смене диапазонных катушек не забудьте отключить анодное напряжение от трансивера!

(«Приятель-3»)

Приёмник прямого преобразования с балансным смесителем на микросхеме 235ПС1(174ПС1 и т.п), нагруженным на согласующий трансформатор от отслужившего своё радиоприёмника, показал весьма приличное качество работы, высокую чувствительность, а т.к. входной контур слабо нагружен, т.е. имеет высокую добротность, то и весьма высокую избирательность.

Имеется смысл собрать трансивер прямого преобразования, используя данный вариант приёмной части.

Начинается никем, и мной, не любимая работа- сверлить отверстия, «шуршать» напильником, пилить ножовкой по металлу...

Поцарапался, это у «практикующего» радиолюбителя бывает: свёрла, полотна ножовок по металлу и пр. иногда ломаются, при этом…. см. на фото. «Конструкторское» мышление в данном случае - посчитать количество разъёмов: 2 антенна и корпус, 2- для ключа, 2- для подключения телефонов и разъём подключения питания. Если у вас хватило терпения всё это выполнить, считайте что почти 50% QRP/p трансивера вы собрали!

Т.е. обязательно какое-то устройство соберёте!

Поставил кнопку, которая может использоваться, при необходимости, как телеграфный ключ. Светодиод, для индикации питания и гетеродин, в гетеродине применён КТ306. Но, вне всяких сомнений, можно применить любой другой подходящий транзистор.

Прикрутил КТ610Б, подарок друзей, нужно применить. КТ603 и т.п. вполне подойдёт для

этой цели, нет никакой необходимости применять именно КТ610Б. Вариантов очень много.

Схема передающей части. Собственно, некоторое время назад в одном из сообщений эту схему и собранный передатчик я демонстрировал. Для трансивера собрал аналогичный передатчик, потребовалась незначительная доработка:

1. 
   В цепь антенны внесена цепочка из встречно- параллельных диодов, назначение которых исключить шунтирование П-контуром входных цепей приёмника. Незначительная потеря мощности передатчика существенной роли не играет. При желании, можно предусмотреть отдельный антенный вход приёмника, или коммутирование антенны.
2. 
   Параллельно разъёму для подключения ключа подключена кнопка, для возможного использования кнопки вместо ключа.

Передатчик завершён. Потребовалось 2-3 выходных дня, я подразумеваю, что занимался я передатчиком трансивера без ущерба для других занятий и обязанностей.

Настроил П-контур на диполь 75 ом. Проверил форму сигнала на антенном выходе:

Данные П-контура изменяются в очень широких пределах, в зависимости от типа антенны. В моём случае: на катушке диаметром 12 мм намотано 25- 28 витков, конденсаторы около 500-1000пф на «горячем» конце и 2000- 3600 пф на антенном выводе. Но, эти данные только для ориентировки. Лучше всего иметь- бы переменные конденсаторы, соответствующей ёмкости, или согласующее устройство. Но, для «очной встречи- теста» это будет излишне сложным устройством, не совсем соответствующим полушутливому «духу» этого мероприятия. С П-контуром, настроенным на 75 ом, синусоида на антенном выходе не имеет искажений при нагрузке, примерно от 30 до 100 ом, при дальнейшем рассогласовании, форма сигнала уже не синусоидальная, т.е. искажённая. На диполь передатчик строится отлично.

Данные конденсаторов «трёхточки» КГ, тоже разные, в зависимости от активности кварца и др., 43пф +180пф, но, тоже данные чисто для ориентировки.

Примечание - лампочка реально светится куда скромнее, это на фото так получилось.

Передатчик собран, далее, после сборки приёмной части, вероятно предстоит испытать это устройство в реальных условиях- в лесу. Аналогичный передатчик и аналогичный, планируемому, приёмник испытаны и показали себя очень хорошо. Особого смысла и нет, но уж очень интересное мероприятие- практическая проверка трансивера в лесу…

Значительная часть трансивера прямого преобразования собрана…. (Пинцетом замкнуты клеммы ключа)

Перехожу к сборке приёмника: установлена катушка для входного контура, подстроечный конденсатор, стабилитрон, для питания микросхемы.

УНЧ собран.

(За транзисторы TNX Александру UA 9 LAK / UN 7! ).

В отличие от ранее мной применявшихся схем, в выходном каскаде добавил НЧ дроссель, последовательно с резистором 3.6ком, для лучшего усиления НЧ. Схема, вообще- то рассчитана на подключение в цепь коллектора выходного транзистора высокоомных телефонов, которые в настоящее время дефицитны. Можно применить эммитерный повторитель, при желании. Налаживание усилителя несложное- подбором R3 и R4 установить на коллекторе выходного транзистора напряжение равное половине питающего напряжения. При питании 12 вольт у меня установлено напряжение на коллекторе 6 вольт.

Дефицитные (их повыбрасывали, за ненадобностью), устаревшие НЧ транзисторы применены сознательно: у них низкая граничная частота усиления и наводки гетеродина они усиливать не будут, т.е. снижения усиления, по этой причине не будет.

Кратенько повторюсь. Допустим, ваш усилитель НЧ имеет усиление 40000. Это только при усилении сигналов малого уровня. Подав на вход 1 вольт, 40000 вольт на выходе вы не получите!

Т.е коэффициент усиления УНЧ для сигналов большого уровня резко снижается. Да и в справочниках, иногда указывается: «Коэффициент передачи тока в режиме малого сигнала» (Например: «Полупроводниковые приборы: транзисторы», Энергоатомиздат, Москва 1983г. стр. 109: МП104,МП105, МП106, МП114,МП115, МП116).

Практика полностью это подтвердила. Полевые испытания «Приятеля-2» показали, что при приближении к антенне передатчика сигнал в телефонах, практически, не возрастал. А при приближении совсем вплотную, приёмник просто «затыкался».

Попавший на вход УНЧ сигнал гетеродина, при применении в УНЧ высокочастотных транзисторов, будет успешно усиливаться, соответственно снижая усиление.

А сигнал наводок очень легко может достичь уровня десятков микровольт, значит, и чувствительность приёмника будет существенно снижена.

Т.е. применение ВЧ транзисторов в УНЧ смысла не имеет и чревато возможным ухудшением работы приёмника прямого преобразования.

Современные конденсаторы в УНЧ ППП могут генерировать, поэтому, как ни удивительно, лучше применять старые МБМ и т.п. «ленточные» конденсаторы, не потребуется выявлять генерирующий конденсатор, заменять его на другой, который тоже может загенерировать. Я предпочитаю поставить конденсатор устаревшей марки МБМ, гарантия, что УНЧ будет прекрасно работать. (Хотя, из 5 проверенных современных конденсаторов один всё-таки не загенерировал. Но, вдруг, он в жаркую погоду таки загенерирует….?)

Согласующий трансформатор встроен… Обратите внимание, что УНЧ, даже на таких раритетных транзисторах, занимает не столь и много места. LM-386,с «обвязкой», т.е. с электролитическими конденсаторами и резисторами, согласно моего опыта её применения (за микросхемы TNX Владимиру DL 7 PGA !), занимает примерно столько же места, может чуть меньше, но несущественно. Этот УНЧ очень экономичен.

Как я сообщал, налаживания данный вариант приёмной части не требует никакого, просто на гетеродинный вход микросхемы нужно подать напряжение гетеродина сотни милливольт, причём эта величина весьма некритична, пределы величины этого напряжения нужно посмотреть в справочнике по применённой микросхеме. Но, никакого кропотливого подбора величины напряжения (лично мне необходимость кропотливого подбора напряжения для смесителя ППП абсолютно не нравится ) не потребуется. Приёмник работает сразу. Вам предстоит лишь подобрать отводы для подключения антенны и микросхемы1/4… 1/8 часть витков катушки, из моего опыта, подходит для подключения входа микросхемы и антенны- полноразмерного диполя. Чувствительность этого приёмника лучше 1мкв и на 80-метровом диапазоне его чувствительность, при подключении полноразмерной антенны явно избыточна. Но, подбором отводов подключения антенны и микросхемы, чувствительность можно установить оптимальной величины. Причём, при подключении антенны и микросхемы к отводам от катушки, нагрузка на контур уменьшается, что повышает избирательность и динамику аппарата.

При изготовлении подобного ТПП на любой другой диапазон, можно реализовать его высокую чувствительность полностью. Для изменения диапазона требуется немного усилий: заменить кварц и 2 катушки- входную приёмника и катушку в П-контуре.

Трансивер собран полностью. Налаживания не потребовалось никакого.

Собирал я это устройство чуть больше 1.5 месяцев, в свободное время, разумеется, без ущерба для других занятий и обязанностей.

73! С уважением, UA1CEG, Александров Юрий, деревня Гарболово, Всеволожского района, Ленинградской области. LO-23,KP50FI.
Сайт: UA1CEG.narod.ru